EEG/ECG装置设计新突破，精密差分放大器成效斐然

随着脑部研究的持续突破，EEG监测装置也被期望能用于传统临床应用以外的新环境，因而面临新的设计挑战。藉由精密差动放大器可将ECG监测装置模拟前端予以最佳化，无须使用昂贵且占电路板空间的消耗性电阻网络，即可突破棘手的开发瓶颈。

脑波记录仪(EEG)监测功能被应用在神经系统分析、做为睡眠研究、脑功能区定位(Brain Mapping)，以及重症加护病房(ICU)病患大脑活动的监测等方面。随着脑部研究以及所做EEG诊断的持续突破，EEG监测装置也被期望能够在传统临床环境以外的新环境运作，而这些新的环境同时也引发新的设计挑战。

在过去的20年间，CareFusion Nicolet在EEG诊断系统领域的开发上一直扮演着先驱者的角色。CareFusion运用了亚德诺(ADI)广大的放大器产品线，得以将其模拟前端予以最佳化，使能符合现今的EEG设计挑战。虽然本文只涵盖了一种EEG应用装置，但是大部分的理论也都能够对心电图(ECG)的设计厂商有所帮助。 

因应电极类型/环境条件　提高容错度降低功耗 

如同许多EEG以及ECG的设计厂商所知，在电极中的半电池电位差异可能会产生出大量直流电(DC)偏移，而此偏移必须是量测系统所能够容忍的。CareFusion的现有系统在设计上可以处理高达±900毫伏特(mV)的偏移。为了要应付在现场所遇到的不同电极类型以及环境条件，CareFusion希望将容错度提高到±1300毫伏特。与此同时，他们正在考虑以电池供电设计的可能性，因此须要大幅降低所有组件的功率耗损，其中也包括仪表放大器。现有系统的功率耗损是每通道28毫瓦(mW)，而设计厂商正在设法将其降低至10毫瓦或是更低。设计厂商所面对的是在ECG与EEG前端设计中(图1)，对于噪声、偏移处理能力以及功率耗损等因素固有的权衡取舍。 

图1 EEG讯号链

大部分的仪表放大器会具有因为减法器级的噪声导致大量的噪声成分。无论增益如何，在高增益应用装置当中，这不会有所影响，因为此噪声会在输出端维持恒定。因此当噪声被参照至输入端时，会显得相当的小。不幸的是，在EEG以及ECG应用装置当中，增益会被来自于电极的大量偏移所限制。因此，假如你希望使用大增益以获得良好噪声性能的话，那么偏移的需求会迫使设计必须采用大的电源供应。 

这就是CareFusion在采用AD8221仪表放大器的先前设计当中所做的措施。AD8221的输出噪声是75nV/rt-Hz，而输入噪声则是8nV/rt-Hz。为了要降低大量输出噪声在参照到输入端时所造成的影响，他们将AD8221设定至14.8的增益(噪声计算的细节请参照公式1与2)。 

计算AD8221在0.1～100Hz BW的预期p-p噪声，显示出增益的影响(忽略了电流噪声，因为电极阻抗很低)。加入1/f噪声(依据技术手册使用增益=10)。 

‥公式1  

‥‥‥‥‥‥‥‥‥公式2  

其增益也会使共模拒斥提高23分贝(dB)，因为共模增益是一致的(参照公式3)。计算AD8221 BR的预期最小共模讯号拒斥比(CMRR)，显示出因为增益而造成的提高。(依据技术手册使用增益=1)。 

‥‥‥‥‥‥公式3  

但是接着为了要以14.8的增益去处理900mV的电极偏移，就需要±15.5VDC的电源轨(参照公式4)。使用六十四组的这种通道去组成他们的EEG放大器时，对于以电池供电的应用装置来说其功率耗损会太高。 

‥‥‥‥‥‥‥‥公式4  

针对此应用装置来说，真正最适合的是具有低输出噪声的低功率仪表放大器。然而此并非能够直接达成。仪表放大器的输出噪声主要是藉由六个电阻驱动(图2当中的R1～R6)。有一种可能的解决方案是降低这些电阻值，但是这样会具有几项缺点。 

图2标准的仪表放大器组态设定

首先第一个缺点是现在内部的仪表放大器必须要驱动更多的电流进入这些电阻当中。为了要在这种较高驱动条件下维持良好的线性度，放大器必须要以更强的输出驱动加以设计，而这将须要设计一组更高功率的放大器。这会使得目前流经较低电阻值的电阻增加额外电流。 

其次Rg增益设定电阻会变得更小。对于噪声而言这是件好事，但是假如你预期的是大量的差动过电压状况，那可就不是好事了。在高增益的组态设定下，它会使得放大器的输入对于大量的差动电压变得较不稳固。仪表放大器设计厂商可以增加电路来对抗这种问题，但是该电路也会使输入噪声提高。这点对于EEG装置生产厂商来说并不是那么大的挑战，因为在电极输入上已经具有保护电路了。 

第三，随着EEG装置减法器电路中的电阻变小，仪表放大器的输入阻抗也会变小。这代表的是假如系统设计厂商希望以一颗缓冲器驱动此接脚时(这是在EEG应用装置中十分常见的状况)，驱动放大器必须具有相对于所需频率范围非常低的输出阻抗。否则，它将会造成系统的CMRR相对于频率的下降。较低的输出阻抗相对于频率需要较高的功率驱动放大器。 

CareFusion决定针对较低功耗的需求对较高噪声做一取舍。即使用AD8221做为低功率替代方案，希望其能满足其它效能的需求。虽然曾考虑采用的仪表放大器是AD8235/36，且这组组件的功耗很低而且尺寸很小，但是噪声太多又具有5伏特(V)的最大电压轨，无法符合所需的直流电偏移规格。这些组件都是以互补式金属氧化物半导体(CMOS)为基础仅消耗40微安培(μA)的仪表放大器；在功耗比性能重要的ECG监测应用装置中十分常见，但是对于CareFusion所设计的诊断用EEG来说还不够好。 

CareFusion所考虑采用的另一组组件则是AD 627。该组件也消耗非常少的功率，并且容许宽广的电源轨。工程师过去就已经对该组件的噪声进行过测试，并且了解其具有良好的功率耗损性能。然而，该组件采用SOIC封装方式，以目前来说尺寸太大，对于减少电路板空间没有帮助。 

ADI提供了具有300～500微安培供应电流以及宽广电源供应范围的广泛组件，例如AD8226与AD8227。然而，这些组件都具有至少20奈安培(nA)的输入偏压电流，超过了CareFusion设计的低于5奈安培特定需求。AD8221同时采用了输入偏压电流补偿以及超级测试(Superbeta)晶体管，藉以使偏压电流下降至一般的数百微微安培(pA)。但是这些技巧须要有输入上的余裕，而ADI希望AD8226以及AD8227能够一直量测至负电源为止。为了要在AD8226与AD8227中取得更宽广的输入范围，ADI的设计工程师牺牲了些许的偏压电流性能。 

电阻匹配限制CMRR　差动放大器再进化 

当CareFusion发现ADI或是其它供货商的仪表放大器都无法完全符合工程师们的需求之后，他们决定专注于自行设计上，并且了解到为了要有小于100分贝(dB)的CMRR，在减法器级中具有匹配电阻是相当重要的。过去工程师们已经使用匹配电阻网络实验过，但却发现这种方式很昂贵，而且似乎是无法获得预期的CMRR性能，而这有可能是因为电路板上的寄生电容所导致。工程师们很快的发现到AD8278差动放大器拥有他们一直在找的性能以及功率消耗。 

典型的四电阻差动放大器相较于其初次现身时还要复杂得多。利用一颗完美的运算放大器，CMRR会藉由电阻的匹配而受到限制(图2中的R3～R6)。一颗差动放大器CMRR的近似值为：

其中Ad是差动放大器的增益，而t则是电阻的容错度。因此对于增益为1与1%电阻，CMRR=50V/V，或是大约为34分贝，而对于0.1 %电阻，CMRR=500V/V，或是大约为54分贝。以上的公式可以应用在低频率。在较高频率下，CMRR甚至可能会更进一步的降级。举例来说，假如在两组运算放大器输入端输入电容的差异为400～500毫微微法拉(肇因于PC电路板布局或是内部芯片布局)，而电阻值为10千奥姆(kΩ)，那么在10kHz下的交流电CMRR会降级6～7分贝。假如在系统中有一颗20kHz(或是更高)的交换式稳压器，那么这点就会很重要。即使是利用完美的电阻与经过平衡的电容，CMRR最终仍然会受到运算放大器的限制。 

节省电路板空间/总成本　单芯片差动放大器兴起 

针对差动放大器有两项主要的性能类别。第一，典型的高边电流感测(High-side Current Sensing)应用装置需要在电流范围的高端具有3～5%的精确度。一颗具有合理偏移的低成本运算放大器，以及些许的1%电阻可以达成此需求。请记得有一些低成本运算放大器可能会具有低于50分贝的CMRR。这点常常会被忽略掉。第二项则是更精密的应用，通常做为分离式仪表放大器的第二级，处于0.1%～1%范围，具有超过70～80分贝的CMRR。这可以利用一组好的运算放大器、四组具有低TC的匹配电阻(最好是比例匹配TC)，以及谨慎的PC电路板布局来加以达成。因此，考虑到分离式解决方案的总成本与电路板空间时，单芯片差动放大器看起来极具吸引力。 

ADI具有一系列增益为二分之一、1或2的差动放大器家族。CareFusion对AD8271与AD8278进行比较，然后为取得较低功率而选择了AD 8278。他们将其组态设定为二分之一增益。这使他们能够提高输入缓冲器的增益，降低电源供应轨(最终设定为±7.5VDC)，并且符合噪声与直流电偏移容错度规格。(参考适用于新设计的噪声、CMRR、以及偏移容错值的公式5～11)  

AD8622缓冲器的噪声： 

‥‥‥‥‥‥‥‥公式5  

加入1/f噪声=  

‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥公式6  

与Rf并联的二分之一Rg噪声： 

‥‥公式7  

来自于AD8278的噪声： 

‥‥‥‥‥公式8  

加入1/f  

‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥公式9  

将所有的来源加总： 

‥‥‥‥公式10  

新仪表放大器设计的预期最小CMRR： 

‥‥‥公式11  

AD8278能够将组态设定为二分之一的增益或是2的增益。即使CareFusion已经拥有了低噪声应用装置，他们还是选择将AD8278设定为二分之一的增益。一般的认知是必须要将放大器尽可能设置于最高增益值，以便获得最佳的噪声性能。然而，因为AD8278是该设计当中的第二级，所以实际上是将其设置于较低增益下才能对该设计的噪声性能有所帮助。这将可以使第一级当中具有更多的增益。低噪声设计的基本准则就是尽可能的将最多的增益设置在第一级，而这正就是此处所讨论的状况。 

预先加诸较多的增益也有助于仪表放大器的CMRR。由于可以从先前关于电阻容错度相对于CMRR的讨论当中加以计算，因此将差动放大器的增益从二分之一改为2应该会让我们获得额外的6分贝CMRR。而这也符合AD8278的数据表。然而，假如预先改用额外的4x增益，那么差动增益就会提高4x，而共模增益则维持相同。换句话说，藉由预先加诸增益，可以获得额外的12分贝CMRR，相较之下将增益加诸于差动放大器时只能获得6dB。注意到这种技巧只有在第一级当中的运算放大器具有良好的CMRR时才会有效，因此使用高质量的运算放大器相当重要。 

相对于整合型仪表放大器，针对差动放大器级使用G=1/2是CareFusion将其分离式设计最佳化的一种方法。通常整合型仪表放大器必须将其内部的差动放大器增益维持在1或是更高状态下，这是因为较低的差动放大器增益会对仪表放大器处理广大共模电压摆荡的能力造成限制。 

增益稳定度一致性至关重要 

在经过了广泛的搜寻之后，CareFusion选择了AD8622做为输入缓冲运算放大器。这组运算放大器具备了工程师们正在找寻的所有规格：小巧的封装尺寸、低功率、低输入偏压电流、0.1～10 Hz的低噪声，以及广大的电源轨。另一项他们觉得很重要的特点就是一致性的增益稳定度。虽然运算放大器是在增益10的状态下运作，但是在仪表放大器组态设定中，共模讯号会出现1的增益，进而导致了潜在的稳定性问题。 

选择确切适合的运算放大器是CareFusion将其设计予以最佳化的另一个方法。对于运算放大器来说有数百种的选择，因此电路板设计厂商可以针对特殊的设计挑选确切适合的偏移电压、偏压电流、电源供应电流等的组合。在另一方面，当ADI在设计一组单芯片仪表放大器时，必须要对许多不同类型的电路板设计进行研究。AD8622是ADI精密放大器产品线中的新成员，同时也是一款将电压噪声、低1/f角、电源供应电流、增益频宽、偏移电压、偏移电压漂移等做了真正良好结合的组件。 

CareFuison对于系统分隔的方法非常具有独创性。有时候一组四重运算放大器中有三个区域被使用于仪表放大器，这是容易掉入的陷阱。依据Vos、TCVos、增益频宽、CMRR等来看，第一级的需求与差动放大器级是完全不同的。此外，对于最后十个百分比的性能，在第一级使用双工与在第二级使用单工是有其道理与缘由。为了在运算放大器中获得低电压噪声，输入级会把第二级当中所不需要的大量电流给消耗掉。假如第二级驱动一组沉重的负载，那么就需要比第一级运算放大器更多的驱动。另一项四重运算放大器的缺点是：你可能会从相同芯片中的输出运算放大器到另一组运算放大器的第一级当中获得热能反馈。 

最后，工程师原本的第一个选择是使用一组整合式的仪表放大器，藉以节省电路板空间，然而取得了精密的差动放大器之后(图3)，确实使他们可以对仪表放大器进行微调，而不需要昂贵与占用电路板空间的消耗性电阻网络，并能够显著的降低功率耗损，并且仍然维持重要的性能特性，像是噪声、CMRR，以及直流电输入容错度等。 

图3经过简化的CareFusion仪表放大器